Alexander Hartdegen

23 août 2018

INDUCTANCE Réactance susceptance


Réactance capacitive ou capacitance

La réactance capacitive se calcule très simplement à l'aide de la formule :

Avec la fréquence f exprimée en Hz et la capacité C en farad.
Dans les calculs cette valeur est affectée d'un signe négatif.

Exercice
Quelle est la réactance d'un condensateur de 1000 pF à 1000 Hz ?

Réactance inductive 

La formule qui permet de calculer la réactance inductive d'une bobine est la suivante :

Avec la fréquence f exprimée en Hz et l'inductance L en henry (H). 
Par convention, les réactances inductives sont affectées d'un signe positif.

Exercice
Calculer la réactance d'une self de 2 H soumise à un courant alternatif de 50 Hz.


Réactance en fonction de la pulsation

La pulsation du signal en radian/seconde est égale à :

On peut exprimer XL et XC en fonction de la pulsation :


Susceptance

La susceptance est à la réactance ce que la conductance est à la résistance.
Son symbole est B et elle est exprimée en siemens (S).
La susceptance de deux réactances en parallèle est la somme des susceptances de chacune de ces deux réactances en affectant un signe négatif aux susceptances capacitives.
Pour X
L et XC on a : 

Et réciproquement :

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12 août 2018

Symmetrical MosFet Audio Amplifier

Simple Symmetrical MosFet Audio Amplifier


High Quality - High power: 75W into 8 Ohm load

Fully symmetrical configuration


Circuit diagram:

75W Symmetrical MosFet Audio Amplifier

Parts:

R1,R20__________10K 1/4W Resistors
R2_______________1K 1/4W Resistor
R3,R12___________1K5 1/4W Resistors
R4,R5,R10,R11__100R 1/4W Resistors
R6,R9___________18K 1/4W Resistors
R7,R8____________3K3 1/4W Resistors
R13____________150K 1/4W Resistor
R14____________560R 1/4W Resistor
R15,R17_________22R 1/4W Resistors
R16____________500R 1/2W Trimmer Cermet
R18,R22________100R 1/4W Resistors
R19,R21________330R 1/4W Resistors
R23,R24,R26_______R22 5W Resistors (wirewound)
R25_____________10R 2.5W Resistor
C1_______________1µF 63V Polyester Capacitor
C2_____________330pF 63V Polystyrene or ceramic Capacitor
C3______________10pF 63V Polystyrene or ceramic Capacitor
C4_____________220nF 63V Polyester Capacitor
C5_____________220µF 25V Electrolytic Capacitor
C6,C8,C10______100nF 63V Polyester Capacitors
C7,C9__________220µF 63V Electrolytic Capacitors
D1___________BZX79/36 36V 1/2W Zener Diode (See Notes)
Q1,Q2________BC546 65V 100mA NPN Transistors
Q3,Q4________BC556 65V 100mA PNP Transistors
Q5___________MJE350 200V 500mA PNP Transistor
Q6___________MJE340 200V 500mA NPN Transistor
Q7___________2SK1058 160V 7A N-Channel MOS FET Transistor
Q8___________2SJ162 160V 7A P-Channel MOS FET Transistor

Power supply circuit diagram:

75W Symmetrical MosFet Audio Amplifier Power Supply

Parts:

R1_______________3K9 1W Resistor
C1,C2_________4700µF 63V Electrolytic Capacitors (See Notes)
C3,C4__________100nF 63V Polyester Capacitors
D1_____________400V 8A Diode bridge
D2_____________5mm. Red LED
F1,F2__________4A Fuses with sockets
T1_____________230V or 115V Primary, 35+35V Secondary 160-200VA Mains transformer
PL1____________Male Mains plug
SW1____________SPST Mains switch

Comments:

In an interesting article about "Symmetry in audio amplifier circuitry" published on Electronics & Wireless world, January 1985, pages 31-34, the late and celebrated J.L. Linsley Hood wrote:
"There are difficulties in relying on one's own or on other listeners' ears for quality assessments in audio circuitry. However, it is possible to form opinions on the nature of circuit structures which lead to favourable audience responses, and of these the most readily defined is that of symmetry in the circuit architecture.
Of course, one must accept that true symmetry, as between NPN and PNP devices, or between those of N-channel or P-channel construction, is not really practicable, simply because of mobility of electrons and holes is so dissimilar. Nevertheless, at low frequencies, some measure of mirror-image symmetry is feasible, and this seems sometimes to be preferred by listeners when two otherwise similar circuit structures are compared.
In contemplating this observation, it is tempting to rationalize this preference as a consequence of the sensitivity of the ear to any slew-rate limiting effects, since it can be argued that in a truly symmetrical structure the inevitable stray load capacitances will be driven in both polarity directions and will, in consequence, have betters slewing characteristics than a single-ended driver system".

Therefore, a symmetrical amplifier as simple as possible was designed and its circuit diagram is shown above.
A relative inconvenience of symmetrical audio circuit configurations is that of maintaining a constant mean current through the amplifying device, a problem which does not arise when the load is itself a constant current source, and some external feedback network is employed to stabilize the d.c. working point, as in the more conventional amplifier topology always adopted in our earlier designs.
Therefore, to ensure maximum stability, in addition to a single Zener diode (D1) used to stabilize the input stage and consequently also the driver stage currents, the use of V-MosFets in the output stage becomes mandatory.
For this purpose, the well renowned Hitachi 2SK1058 and 2SJ162 pair was employed with excellent results.

Notes:

  • Please do not attempt to replace the prescribed Hitachi MosFet power transistors with different devices.
  • Please note that the pin layout of the Hitachi MosFets is different from most MosFet types on the market.
  • A 36V Zener diode (D1) could be not easy to locate. This drawback can be overcome by wiring in series a 24V and a 12V or two 18V Zener diodes.
  • Quiescent current can be measured by means of an Avo-meter wired in series to the positive supply rail, with no input signal.
  • Set Trimmer R17 to its minimum resistance.
  • Power-on the amplifier and adjust R17 to read a current drawing of about 100mA.
  • Wait about 15 minutes, watch if the current is varying and readjust if necessary.
  • The value suggested for C1 and C2 in the Power Supply Parts List is the minimum required for a mono amplifier. For optimum performance and in stereo configurations, this value should be increased to at least 10000µF.
  • A correct grounding is very important to eliminate hum and ground loops. Connect to the same point the ground sides of R1, C2 and C5 and the ground input wire. Connect C7 to C10 to output ground. Then connect separately the input and output ground to the power supply ground.

Technical data:

Output power:
75 Watt RMS into 8 Ohm (1KHz sinewave) - 110W RMS into 4 Ohm
Sensitivity:
1.2V RMS input for 76.5W output
Frequency response:
Flat from 40Hz to 20KHz
-0.5dB @ 30Hz
-1.2dB @ 20Hz
Total harmonic distortion @ 1KHz:
1W 0.0025% 10W 0.002% 20W 0.004% 50W 0.009% 70W 0.017%
Total harmonic distortion @10KHz:
1W 0.005% 10W 0.013% 20W 0.013% 50W 0.05% 70W 0.1%
Unconditionally stable on capacitive loads

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Engineering homemade car amplifier

Alimentation à découpage 


Avant-propos

Ce projet réalisé est le résultat d'une collaboration considérable entre Sergio et moi-même et ne doit pas nécessairement être considéré comme un projet complet en soi, mais comme un moyen de comprendre les alimentations à découpage, leur fonctionnement et ce que vous pouvez en faire.

Soyez averti - il y a un risque considérable. En raison du courant extrêmement élevé disponible sur une batterie de voiture, une petite erreur peut facilement entraîner une défaillance catastrophique. Tous les composants électroniques contiennent de la fumée (le fil contient une quantité énorme) et un glissement du fer à souder peut libérer une quantité incroyable. Sérieusement, le risque de graves brûlures et la possibilité de provoquer un incendie dans votre voiture sont bien réels et ne doivent pas être sous-estimés. 300A à partir d' une batterie de voiture peut faire une grande quantité de dégâts en quelques millisecondes - si le fusible souffle pas (vous sera utiliser un fusible, ne vous?), Alors les dégâts peuvent être importants.

À différents moments dans la partie de l'article de Sergio, j'ai inclus des informations supplémentaires.

S'il vous plaît voir la note spéciale à la fin de cet article pour des informations importantes sur le projet.


introduction

Les difficultés d'installation d'un système hi-fi dans une voiture sont nombreuses, même si le plus important est sans aucun doute la limitation de la tension d'alimentation du véhicule. Comme la plupart des lecteurs le savent déjà, la tension nominale d'une batterie de voiture est de 12 V, atteignant environ 13,8 V lors de la charge (moteur en marche).

Le RMS maximum. la puissance audio à partir d'une tension donnée V est quelque peu inférieure à:

Pmax = (V / (2 x √2)) ² / R L

... où R L est l'impédance nominale du locuteur.

Ainsi, pour un système 13,8 V, cette puissance est limitée à environ 6 W sur une charge de 4 ohms. Notez que plus la résistance de l'enceinte est faible, plus la puissance maximale est élevée (c'est la raison pour laquelle la plupart des haut-parleurs ont une impédance nominale de 4 ohms au lieu des 8 ohms les plus courants dans les systèmes domestiques).

Cela peut être simplifié dans une certaine mesure ...
P = (V / 3) ² / R L

et un calcul typique basé sur une alimentation de 13,8 V donne ...

P = (13,8 / 3) ² / 4 
P = 4,6² / 4 = 5,29 watts

Cela permet des pertes standard et une précision acceptable à cette tension - la seule façon réelle de savoir est de mesurer l'ampli, car les pertes varient en fonction de la topologie de l'étage de sortie.

En utilisant des techniques de pontage, la puissance peut être multipliée par un facteur de 4 environ, expliquée plus en détail dans le projet ESP 14, de sorte que nous pouvons obtenir environ 24 W sur un haut-parleur de 4 ohms. Cela peut être suffisant pour les moyennes et hautes fréquences, mais est évidemment très limité pour une application subwoofer, par exemple. (Moral: la méfiance envers les unités de tête «4 x 45W» est bien conseillée, car elles ne parlent certainement pas de puissance RMS).

Alors, que peut-on faire pour augmenter la puissance audio disponible? La réponse est une simple dérivation de la formule ci-dessus - soit diminuer l'impédance de la charge, soit augmenter la tension d'alimentation. Plus l'impédance est basse, plus il faut de courant, ce qui rend plus difficile la construction d'étages à faible impédance (il existe d'autres limites pratiques), donc augmentons la tension d'alimentation.


Bases de l'alimentation

La grande majorité des amplificateurs audio haute puissance utilisent des alimentations SMPS (Switch Mode Power Supplies) pour générer des tensions plus élevées à partir des 12 (13,8) volts disponibles. Une explication théorique complète sur la façon dont ces choses fonctionnent dépasse le cadre de cet article, mais voici quelques idées fondamentales à connaître sur les alimentations à découpage (SMPS) pour les amplis automobiles:

  • La tension CC de la batterie doit être commutée sous une forme quelconque pour générer une forme d'onde CA adaptée à un transformateur. Comme vous le savez déjà, un transformateur convertit fondamentalement la tension alternative de son primaire en une version mise à l'échelle dans son secondaire, le facteur d'échelle étant le rapport de transformation du primaire au secondaire. (Encore une fois, prenez cela comme une simplification extrême). Un transformateur ne permet pas le passage des tensions continues et il existe une isolation électrique (galvanique) entre les deux enroulements.

  • La forme d'onde CA est généralement une onde carrée relativement facile et efficace à générer. Les fréquences sont généralement comprises entre 25 kHz et 100 kHz ou plus, permettant ainsi des transformateurs plus petits que ceux utilisés dans les appareils principaux (sa construction est également différente, leurs noyaux ne sont pas laminés, mais fabriqués à partir de ferrites ou de poudre de fer). Les éléments de commutation doivent être capables de courants élevés et doivent également être rapides et présenter de faibles pertes de commutation. Habituellement, des MOSFET de puissance ou des transistors bipolaires à grande vitesse sont utilisés (certaines conceptions SMPS utilisent des SCR mais celles-ci sont minoritaires).

  • Une fois que cette forme d'onde a été augmentée par le transformateur, il faut la corriger à nouveau et la filtrer sur DC, car c'est ce que nous voulons. Pour les applications audio, nous avons généralement besoin d'une alimentation symétrique, par exemple +/- 35V. La rectification se fait avec un pont de diodes, comme ce serait le cas avec un transformateur conventionnel à 50 ou 60 Hz. Notez que pour les fréquences dont nous parlons, des diodes rapides ou ultra-rapides sont nécessaires.

  • Si nous avons besoin d'une alimentation régulée, une sorte de rétroaction doit être fournie par les rails de sortie à un contrôleur capable de modifier certains paramètres de la forme d'onde CA au niveau du primaire du transformateur. Ceci est normalement accompli avec PWM (modulation de largeur d'impulsion). Nous l'expliquerons plus tard, dans le paragraphe «règlement».

  • Gardez toujours à l’esprit qu’aucune énergie n’est créée - compte tenu d’un ratio (total) de tensions entre les rails et la batterie, le courant tiré de la sortie sera (au moins) multiplié à l’entrée de 12 V par le même rapport. même chose (en supposant une efficacité de 100%, et ce n’est jamais le cas). Un transformateur générique «transforme» la tension d'un facteur Tr, d'un facteur 1 / Tr et d'une impédance secondaire d'un facteur 1 / √ (Tr), Tr étant le rapport de tours. L'impédance a peu d'importance dans ce contexte.

  • Un SMPS bien construit peut atteindre une efficacité de 90%. Donc, si vous prévoyez de produire ± 35V à 6A (par rail) d'alimentation (cela suppose 35x6 + 35x6 = 360W), préparez-vous à tirer plus de 30A de la batterie! Heureusement, lorsque vous parlez d’amplis audio reproduisant de la musique, les besoins en énergie sont toujours bien inférieurs à ceux des ondes sinusoïdales pures.

À ce stade, le lecteur devrait se rendre compte de l’ampleur des courants impliqués dans un SMPS de haute puissance pour un amplificateur de voiture, et il faut faire particulièrement attention lors de la connexion de la créature au système électrique de la voiture.


Le système

Le présent projet décrit la construction d'un SMPS flexible capable de fournir des puissances de l'ordre de 350 W en continu, en fonction du transformateur utilisé. La tension de sortie dépend principalement du rapport de rotation des enroulements primaire et secondaire, mais peut être ajustée à une valeur légèrement inférieure en utilisant la régulation. Cela devrait suffire à alimenter un amplificateur subwoofer de 200 W et peut-être 2 amplis stéréo pour les médiums et les hautes fréquences.

Il fait partie d'un ampli de voiture complet que j'ai construit, avec 6 niveaux de puissance basés sur l'amplificateur d'ouverture LM3886 de National. Ils peuvent être combinés en un seul canal subwoofer> 250W / 4 Ohm plus 2 canaux moyen + haut de 65W / 4 Ohm, alternativement en 2 x 120W / 4 Ohm + 2 x 65W ou même pour former un amplificateur multicanal 6 x 65W / 4 Ohms , il s'agit donc d'un système extrêmement flexible et puissant sans renoncer à la qualité sonore. Les techniques de pontage parallèle nécessaires à cette fin seront éventuellement décrites dans un autre projet.


Construction du SMPS

Le schéma complet du SMPS est illustré ci-dessous.

Note: Il s’agit de la version originale de Sergio, celle présentée à la figure 9 est probablement la plus utilisée, car elle est un peu plus simple, mais a des performances pratiquement identiques. [esp]


Figure 1 - Schéma du contrôleur Switchmode

Il y a trois blocs principaux décrits ci-dessous ...

A - MOSFET de commutation et transformateur 
B - Rectification et filtrage 
C - Circuit de commande

A - MOSFET de commutation et transformateur 
La topologie de commutation sélectionnée est appelée un convertisseur «push-pull», car le transformateur a un double primaire (ou central, si vous préférez). La prise centrale est connectée en permanence à la batterie de la voiture (via un filtre LC pour éviter de créer des pics dans les lignes de la batterie, ce qui pourrait affecter les autres équipements électroniques de la voiture). Les deux extrémités du primaire sont connectées à une paire de transistors MOSFET parallèles, chacun qui les lie à la terre dans chaque cycle de conduction (Vgs du MOSFET correspondant haut).

Ces MOSFET doivent être rapides, capables de supporter des courants élevés (plus de 30 A chacun si possible) et avoir le plus faible Rds (on) possible. Le MTP75N06 proposé par On-Semiconductor peut résister à 75Amp et a un Rds (on) inférieur à 10 milliohm. Ceci est important, car plus cette résistance est faible, moins ils vont se dissiper lors de la commutation avec une forme d'onde carrée. Une autre alternative est MTP60N06, ou les plus populaires BUZ11 et IRF540.

Bien que les schémas montrent un étage push-bipolaire antérieur, vous pouvez également connecter la résistance de grille directement à la sortie du circuit intégré de contrôle, en laissant de côté les transistors, car le SG3525 est capable de gérer jusqu'à 500 mA (théoriquement), plus que assez pour commuter les MOSFET rapidement.

B - Rectification et filtrage
Si l’on regarde du côté secondaire du SMPS, il ressemble exactement au schéma d’une alimentation secteur typique, avec une différence fondamentale: les diodes de commutation doivent être RAPIDES ou ULTRAFAST, si vous utilisez un pont de diodes standard le système va tout simplement exploser (et cela peut être très impressionnant, croyez-moi!) Bien qu'un pont de diodes soit représenté, il peut également être réalisé avec des diodes discrètes. Utilisez des diodes à courant élevé (10 A minimum et une tension nominale appropriée). Je recommande d'utiliser 4 doubles diodes haute vitesse TO220 pouvant être mises en parallèle pour en former une seule dans chaque emballage.

Vous pourriez être surpris que les condensateurs ne sont pas trop gros. Cela est dû à la fréquence de commutation élevée. Il est important qu'ils soient de bonne qualité et qu'ils doivent être évalués à 105 degrés. Le courant nominal de l'ondulation et le faible ESR (résistance série équivalente) sont très importants pour toute source de commutation. À mon avis, 5000uF par rail est suffisant.

C - Circuit de contrôle 
Le contrôleur IC est un SG3525. Il comprend tous les sous-systèmes nécessaires pour générer une fréquence fixe, comparer avec une référence pour moduler sa largeur d'impulsion et piloter deux sorties sans se chevaucher. Il fonctionne de 8 à 35 V et le filtrage de l'alimentation est recommandé, comme indiqué. Le relais ne fait que commuter le courant faible (l'alimentation du contrôleur) et ne doit être évalué que pour quelques ampères. Comme indiqué ci-dessus, vous pouvez connecter les sorties directement aux résistances de grille des MOSFET si vous ne souhaitez pas inclure les étapes bipolaires.

La résistance RT et le condensateur CT fixent la fréquence d'oscillation. L'expérimentation m'a montré qu'environ 35kHz produit de bons résultats avec mon transformateur. Un autre condensateur, Css, fixe le temps de démarrage progressif - lorsque vous allumez le système, la largeur d’impulsion passe de 0 à la valeur constante, limitant ainsi le courant d’appel, une très bonne caractéristique pour éviter les bruits de installation électrique. Il possède également une broche d'arrêt qui permet de contrôler le SMPS à partir d'un signal externe (REMOTE à partir de l'unité principale, par exemple).

Dans ce projet, la mise en page est critique, des largeurs de pistes incorrectes ou des traces excessivement longues peuvent avoir des inductances élevées et produire des pics qui peuvent faire exploser les MOSFET.


Détails de la construction du transformateur

Ceci est la partie la plus critique de la conception, et vous avez deux options: acheter une unité commerciale avec le rapport de puissance et le taux de rotation requis (difficile à trouver, un seul fournisseur a été trouvé au moment de la rédaction) ou vôtre.

Si vous choisissez de ventiler votre propre transformateur (comme si vous aviez beaucoup de choix), vous devez décider de la forme de cœur à utiliser. Le matériau préféré est la ferrite, qui a une perméabilité élevée (capacité à «conduire» un flux magnétique) ou de la poudre de fer, qui a une perméabilité inférieure, mais qui est moins susceptible de saturer. La plupart des transformateurs commerciaux utilisent de la ferrite et la poudre de fer est généralement le meilleur matériau pour les selfs de filtrage (inductances) qui transportent un courant continu important.

Par exemple, avec un cœur ETD39 standard, vous pouvez théoriquement construire une alimentation> 350W. Enrouler ce type de noyaux n'est pas très difficile, mais vous devrez suivre certaines lignes directrices ci-dessous pour obtenir de bons résultats.

Une autre possibilité consiste à utiliser un tore. Vous pouvez l'extraire d'une inductance BIG. À titre indicatif, un toroïde de 40 mm de diamètre avec une section d'environ 10 x 10 mm (100 mm 2 ) peut être utilisé pour un SMPS> 250 W. Le bobinage est un peu plus compliqué qu'avec les noyaux ETD mais avec un peu de pratique, ce n'est pas trop difficile non plus.


Noyaux toroïdaux 


Noyaux de type ETD 


Toroid de l'inducteur ITL 100 (Wilco Corp). 
(Retirez le fil épais avant de bobiner!)

Voici quelques lignes directrices générales sur les enroulements pour tous les types de noyaux:

  • Vous DEVEZ utiliser du fil de cuivre émaillé pour tous les enroulements. Gardez également à l’esprit que lorsqu’on travaille avec des hautes fréquences, la section efficace du fil est beaucoup plus petite que la section physique, en raison de l’effet de peau (le courant se concentre uniquement dans la partie externe du fil). Comme des courants élevés interviennent ici, la section du fil est très importante (si vous ne voulez pas que l'émail se fusionne à cause du chauffage produit par les pertes résistives du fil et court-circuitez tous les enroulements). Une bonne pratique consiste à utiliser plusieurs fils plus minces en parallèle plutôt qu’un seul épais. Cela facilite également l'enroulement. Par exemple, six fils de 0,4 mm de diamètre peuvent constituer un primaire approprié pour une alimentation de 300 W. Il en va de même pour le secondaire, même si le courant est réduit, vous pouvez donc utiliser moins de fils (3 ou 4 par exemple). À partir de maintenant,

  • Les fils doivent être fermement enroulés. Vous devez d'abord enrouler le primaire, en essayant de couvrir toute la surface du noyau, puis le secondaire par-dessus dans la direction opposée, afin de maximiser le couplage entre les enroulements.

  • Un bon point de départ consiste à utiliser 4 tours pour chaque primaire (c'est-à-dire 4 tours, prise centrale et 4 autres tours DANS LA MEME DIRECTION). Pour calculer le nombre de tours de l'enroulement secondaire, multipliez par le rapport de tours. Par exemple, si vous voulez construire une alimentation de ± 30V, le rapport de rotation est de 30 / 13.8 = 2,2 environ, donc le vent 2,2 x 4 = 8,8 tours (vous ne pouvez pas avoir un tour partiel, donc utilisez 9 tours) (c'est-à-dire 9 tours, centrer le robinet et 9 autres tours DANS LA MEME DIRECTION).

  • Pour commencer à enrouler, prenez le nombre de fils minces que vous avez décidé d'utiliser (6, par exemple) dans le primaire, tous ensemble. Laissez environ 30 ou 40 mm hors du noyau pour faciliter la connexion au tableau et commencer à enrouler. Lorsque vous avez enroulé 4 tours COMPLETE, faites une boucle hors du noyau ou de la forme antérieure et coupez à 30 ou 40 mm. Maintenant vous avez le premier primaire. Puis recommencer dans la même direction en enroulant les 4 autres tours et à la fin laisser encore 30 ou 40 mm pour la connexion. Tordez ensemble les fils fins de chaque enroulement aux extrémités pour faciliter la soudure.

  • Le vernis du fil est destiné à fournir une isolation électrique, vous devez donc le retirer aux extrémités pour effectuer les connexions. Veillez à retirer environ 10 mm de l'extrémité de TOUS les câbles que vous utilisez. Vous pouvez le faire en utilisant un scalpel ou autre lame tranchante ou avec du papier de verre et beaucoup de patience AVANT de les enrouler.

Ce qui suit sont des photos de deux modèles de transformateurs. La gauche est une toroïdale Je me suis blessé en utilisant le noyau d'un gros inducteur de Wilco Corporation (ITL-501), et la bonne est une unité commerciale d'un fabricant américain (2 x 3: 1, 350W). Les deux ont travaillé de la même manière.


Gauche - Transformateur fabriqué à la maison. Transformateur Commercial - Droit

D'autres remarques

  • Le relais permet de déconnecter l’alimentation électrique avec la REMOTE (ou «antenne électrique» de l’unité centrale. La consommation électrique lorsqu’elle est éteinte ne représente alors que les courants de grille des MOSFET (A quelques nA).

  • Connecter un grand starter en série avec l’alimentation, car cela élimine le bruit de commutation qui pourrait interférer avec d’autres équipements électriques. Vous pouvez utiliser le tore qui filtre la sortie + 5V d'une ancienne alimentation PC. (voir figure ci-dessous).



Le starter d'entrée de mon système, obtenu à partir d'une ancienne alimentation PC.

  • Tout le câblage, en particulier le côté primaire, doit être lourd, afin de minimiser les pertes et d’éviter une surchauffe des conducteurs. Les pistes du circuit imprimé doivent être suffisamment épaisses, aussi courtes que possible et renforcées par une couche d'étain généreuse et éventuellement avec du fil soudé.

  • Mettez deux fusibles dans les sorties des rails, car ils peuvent vous faire économiser beaucoup de maux de tête lorsque vous les mettez au sol, etc. J'ai utilisé deux fusibles 6.3A standard.

  • Montez les diodes de redressement et les MOSFET sur un dissipateur thermique décent et gardez à l’esprit qu’ils doivent tous être isolés électriquement. Suivez les recommandations habituelles de montage du radiateur (graisse thermique, etc.). Les boîtiers TO220 sont faciles à manipuler, mais leur performance thermique est médiocre, il faut donc faire très attention au montage.


Détail de l'arrangement MOSFET

Notez le tampon isolant (un pour tous) et les fils d'alimentation épais. Des plaques isolantes individuelles peuvent être utilisées sans perte de performance. L'utilisation d'une barre de serrage améliorera la conduction thermique du support du dissipateur thermique, mais ne le serrez pas trop, sinon le support se pliera. Envisagez d'utiliser un support d'au moins 3 mm en aluminium pour une meilleure performance thermique. Le support doit être attaché à un dissipateur thermique, en utilisant un composé thermique pour minimiser la résistance thermique.


Des tests

Ce projet prend en charge des puissances assez importantes, il vaut donc la peine de faire des tests pas à pas avant de regretter de perdre tout son travail en une microseconde.

Pour les tests, utiliser une grande alimentation de 12V à 13.8V, avec limitation de courant si possible et capable de délivrer au moins 10 à 20 ampères (voir projet 77). Si vous ne l’avez pas, une alimentation PC fonctionnera (bien que vous n’obtiendrez pas plus de 80-90W, mais cela sera suffisant pour les tests et presque indestructible). Ne connectez pas le SMPS à une batterie de voiture la première fois que vous le testez (cela peut être très dangereux!). Un fusible de 10A en série avec l'alimentation 12V est également une bonne idée. (Vous ne savez pas dans quelle mesure! )

Les câbles de l'alimentation de l'amplificateur doivent être aussi courts que possible et lourdement calibrés, afin de minimiser les pertes. La première fois que j'ai testé l'ampli, j'avais une différence de 1 volt d'un côté à l'autre du câble sur 1,5 mètre seulement: le câble lui-même dissipait plus de 15W !!! Ainsi, lors du calcul de l'efficacité, mesurez toujours la tension d'entrée juste à l'entrée du SMPS pour en tenir compte.

Les fils du transformateur vers les MOSFET doivent être aussi courts que possible. Chaque 10 mm de fil ajoute environ 6 nH d'inductance externe au transformateur (le chiffre exact dépend du diamètre du fil et ne peut être qu'une estimation). Cette inductance de fuite du transformateur provoquera un dépassement de tension et une résonance sur le signal de commutation. Dans la mesure du possible, les MOSFET ne doivent pas se trouver à plus de 20 mm du transformateur.

  • Tout d'abord, avec uniquement la puce SG3525 et ses composants associés (pas de MOSFET), vérifiez que vous disposez d'une onde carrée de 12 V très propre à chaque sortie (déphasé de 180 ° et qu'elles ne se chevauchent JAMAIS). Vérifiez également que lorsque vous mettez l'appareil sous tension, il commence à 0% et augmente à 50% du cycle de charge en une ou deux secondes.

  • Une fois que vous avez cela, vous pouvez câbler les MOSFET. Ils seront sur un radiateur et sachent que les languettes sont connectées au drain, alors fournissez l'isolation (rondelles de mica + de plastique, composé thermique). Ensuite, soudez le transformateur et observez la forme d'onde primaire avec un oscilloscope (utilisez une sonde 10: 1 au cas où vous auriez de grosses pointes afin d'éviter d'endommager l'instrument). Vous devriez avoir une onde carrée d'environ 25-26V pic à pic et les plus petits pics (dépassement) possibles. Si elles dépassent 30 V (à partir du sol), vous pouvez essayer de re-vent le transformateur pour améliorer le couplage. Vous pouvez également réduire les dépassements en utilisant le réseau de snubber montré dans le schéma, bien qu'ils dissiperont un peu de puissance (utilisez des résistances de 2W et des condensateurs de 100V), donc montez-les seulement si nécessaire.

  • Une fois que vous avez une forme d'onde propre, vous pouvez souder les condensateurs de redresseur et de sortie et voir ce que vous avez dans les rails positifs et négatifs. Vous devriez avoir la même tension dans les deux, et cela devrait être similaire à ce que vous avez calculé.

  • Chargez maintenant l'alimentation avec des résistances d'alimentation. Commencez avec une faible consommation d'énergie (environ 20 W) et observez attentivement les MOSFET, les redresseurs et le transformateur pour vous assurer qu'ils ne chauffent pas. Regardez également le courant tiré de l'alimentation 12V. La puissance (V x I) ne devrait être que légèrement supérieure à celle de la charge de sortie. (Attendez-vous à une efficacité de 80% ou plus).

  • Si tout se passe bien, augmentez la charge (diminuez sa valeur de résistance). Les MOSFET devraient se réchauffer après un certain temps avec des charges lourdes (environ 100 W), et l'efficacité devrait rester élevée (toujours supérieure à 75-80%).

Lorsque vous êtes certain que tout fonctionne comme prévu, vous pouvez procéder à la connexion au câblage électrique de la voiture (voir le paragraphe «Procédures d'installation»). La première fois, vous remarquerez une étincelle due à la charge soudaine du grand condensateur d’entrée, à moins que vous ne connectiez une résistance en série en premier (très bonne pratique) pour lui permettre de charger lentement puis de le retirer pour un fonctionnement normal.


Procédures d'installation

Pour votre voiture et votre propre sécurité, il est TRÈS IMPORTANT que vous accordiez une attention particulière à l'installation de l'alimentation (et de l'amplificateur) dans votre voiture. Voici quelques recommandations que tout le monde devrait suivre attentivement:

  • L'approvisionnement DOIT être pris directement de la batterie, pas à la radio ou aux autres câbles + 12V, car vous allez simplement les souffler ou les brûler, avec un risque d'incendie dans la voiture. Le fil d'alimentation doit avoir une section suffisante, d'au moins 5 mm de diamètre (à l'exclusion du couvercle en plastique).

  • Un fusible DOIT être connecté en série avec le fil d'alimentation, le plus près possible de la batterie. En cas de collision, le fil peut être court-circuité au châssis et provoquer un incendie. Ce n'est pas une blague! La batterie peut fournir plus de 300 A pouvant brûler pratiquement n'importe quoi en une fraction de seconde.

  • La première connexion que vous devez faire avec l’ampli est la masse, et celle-ci doit être fermement vissée au châssis de la voiture aussi près que possible de l’amplificateur avec un fil épais. Notez que si vous connectiez, par exemple, les câbles de signal RCA en premier, puis le câble de + 12V, les condensateurs d’entrée essaieraient de charger le retour à la terre via les câbles audio, endommageant éventuellement le préamplificateur de l’unité principale.

Régulation de l'alimentation

Le projet lui-même a une excellente régulation de charge, et la tension des rails est presque uniquement déterminée par le rapport de rotation, mais il a une régulation de ligne zéro (en gros, il multiplie simplement la tension d'entrée par le rapport de tour). problème dans une voiture où la tension de la batterie reste essentiellement constante.

Si les tensions de sortie obtenues sont très élevées et que vous ne pouvez pas (ou ne voulez pas) modifier les enroulements, vous pouvez utiliser la régulation pour les abaisser un peu. Par exemple, j'utilise un transformateur 3: 1 qui donnerait environ +/- 38V sans régulation, ce qui est inacceptable pour que mes étages LM3886 soient sûrs, donc j'ai régulé à +/- 26V. Les MOSFET souffriront davantage, cependant, ne réglez l’alimentation que si cela est strictement nécessaire.

Vous pouvez installer le potentiomètre de rétroaction et le régler de manière à avoir une tension de référence nulle pour désactiver la régulation ou augmenter sa valeur pour réguler à la tension souhaitée.

REMARQUE: La régulation fonctionnera mieux avec les inducteurs de sortie situés entre les diodes de redressement et les condensateurs de sortie. 10 à 100 μH avec un noyau de poudre de fer et au moins un courant nominal de 8A seront adéquats. (Je ne les utilise pas et mon approvisionnement fonctionne de manière fiable, même si je ne le mets jamais aux limites de puissance). Vous pouvez également améliorer la sécurité en mettant en parallèle davantage de MOSFET, afin que le courant qui les traverse soit partagé. Cela améliore également un peu l'efficacité, car le nombre total de Rds (on) est réduit.


Obtention de +/- 12V du SMPS pour les préamplificateurs

Si vous avez besoin d'alimenter des opamps pour un crossover, un égaliseur ou un préamplificateur, vous pouvez obtenir une symétrie de +/- 12V (par exemple) sur les rails d'alimentation principaux, simplement avec une résistance, un zener et un condensateur. (voir figure 1 du projet 27). N'oubliez pas d'utiliser des résistances 1 ou 2W et des diodes Zener. Vous pouvez en obtenir environ 25 à 50 mA sans problème.


Information additionnelle

Le matériel suivant provient d'ESP - il existe des suggestions et des informations supplémentaires, ainsi qu'une version simplifiée du SMPS.

Bien que ma version du commutateur soit simplifiée, cela ne signifie pas que la performance est inférieure à celle de Sergio, mais est le résultat de mes propres expériences et tests. Nous sommes peut-être de l'autre côté de la planète, mais la collaboration a été considérable pendant le développement de l'offre, et j'ai construit et testé la version ci-dessous.


MOSFET et Runaway Thermique

Il a été affirmé que les MOSFET sont immunisés contre les emballements thermiques, car ils ont un coefficient de température positif pour leur résistance à la mise sous tension. Bien que cela puisse être partiellement vrai pour un amplificateur de puissance de classe AB, il est complètement faux pour une alimentation de commutation.

Par exemple, une poussée push SMPS utilisant un MOSFET IRF540 un côté attire 30A à pleine charge. Si nous vérifions la fiche technique, nous constatons que Rds (on) est à 0,044 Ohm (44 millohms) à 25 ° C, alors nous savons qu'il générera

P = I² x R = 30² x 0,044 = 900 x 0,044 = 39 W crête (par transistor).

À 50 degrés (ce qui n'est pas rare dans une voiture qui a été au soleil pendant un certain temps), Rds (on) sera environ 1,25 fois la valeur à 25 ° C (cela provient de la fiche technique), ou 0,055 ohms. La dissipation de puissance sera désormais de 49W, de sorte que le dissipateur thermique doit disposer de plus de chaleur. Nous pouvons garantir que la chaleur supplémentaire provoquera une augmentation de la température du dissipateur thermique, ce qui augmentera le Rds (activé), ce qui rendra le dissipateur plus chaud, et - BANG.

En vous assurant que vous utilisez des périphériques parallèles et un bon dissipateur thermique, vous en réduirez considérablement la probabilité. Deux MOSFET partageant la charge dissiperont 1/4 de la puissance (chacun) d'un seul périphérique et auront également une résistance thermique inférieure au radiateur. Le coefficient de température positif du MOSFET Rds (on) garantit que le partage de courant est efficace sans avoir besoin d'équilibrer les résistances (utilisées dans les étages de sortie de l'amplificateur de puissance).

P = I² x R = 15² x 0,044 = 225 x 0,044 = 9,9 W crête (par transistor) - 19,8 W pour les deux

La puissance affichée par transistor est le pic - la puissance moyenne réelle (par appareil) est la moitié de celle calculée. La puissance totale dissipée par les deux transistors (ou ensembles de transistors dans le cas de dispositifs en parallèle) est la valeur totale affichée, car lorsqu'un dispositif est activé, l'autre est éteint et inversement.

Naturellement, la dissipation maximale ne se produira qu'au maximum (continu) de la puissance de l’amplificateur - les exigences réelles sont généralement un peu moins élevées. Cependant, il est essentiel que la conception permette une dissipation continue dans le pire des cas.

Je vous recommande fortement de faire les calculs vous-même et de vous assurer que vous comprenez les implications.


Règlement

Normalement, on peut s'attendre à une régulation comme le montre la figure 1, cependant, l'utilisation de l'entrée de retour du circuit intégré du contrôleur dépend trop fortement de l'impédance des lignes d'alimentation CC. Normalement, des inducteurs de sortie sont utilisés (avec une diode «flyback» supplémentaire) pour fournir une largeur d'impulsion au convertisseur de tension. La majorité des systèmes commerciaux semblent utiliser un convertisseur non réglementé. Je considère donc que cela sera tout à fait acceptable dans la pratique. Les tests effectués jusqu'ici ont montré qu'avec une charge d'environ 150 Watts, la régulation dépendait presque entièrement de la chute de tension dans la ligne d'alimentation!

En plus d'être non régulé, il y a quelques autres changements dans le circuit. R8 (100 Ohms) est connecté entre le condensateur de synchronisation et les broches de décharge du circuit intégré du contrôleur. Cela introduit un "temps mort" où les deux sorties sont désactivées, et cela pour garantir que les paires MOSFET de puissance ne peuvent jamais être allumées en même temps - si cela se produit, un courant très important circulera (même si seulement une microseconde ou moins). Comme je n'ai pas utilisé les transistors de commutation supplémentaires et utilisé des résistances de grille de valeur supérieure, le temps mort est important.

J'ai également augmenté la fréquence de commutation. Comme montré, l'oscillateur interne fonctionne à environ 50 kHz (mon prototype fonctionne à 54 kHz), où l'original de Sergio a été conçu pour la commutation à 35 kHz. La différence est déterminée par la résistance sur la broche RT du contrôleur, dans mon cas, 12k.

La réglementation rendra évidemment le circuit beaucoup plus compliqué et, comme indiqué ci-dessus, ma version n'est pas réglementée. Cela permettra de maintenir une efficacité maximale et de réduire la dépendance vis-à-vis des condensateurs de filtrage de sortie - ils sont efficacement alimentés en courant continu presque pur à partir du redresseur à toutes les charges. Des condensateurs de filtrage relativement petits peuvent être utilisés, et la sortie sera tout à fait propre.

Sans surprise, le taux de rotation est très important si la régulation n'est pas utilisée. Supposez une tension d'entrée de 12V pour tenir compte des pertes. Pour obtenir +/- 24V, le rapport de tours est de 1: 2 - pour chaque tour du primaire, il y aura 2 tours sur le secondaire. C'est la même chose que la description de Sergio, et les mêmes règles s'appliquent. Contrairement à un transformateur secteur normal fourni avec une onde sinusoïdale, la forme d'onde de commutation est une onde carrée, de sorte que les valeurs de crête et de valeur efficace sont les mêmes (en d'autres termes, il n'y a pas de conversion 1.414). Le problème, c'est que la tension de 12 V à pleine charge sera de 13,8 V sous une charge légère ou normale, de sorte que la tension sera plus élevée que prévu. En utilisant le même transformateur que ci-dessus (rapport 1: 2 tours), la tension de sortie à vide sera de 27.

Figure 9
Figure 9 - Version simplifiée de l'alimentation de commutation

Comme le transformateur est relativement facile à enrouler, il n'est pas difficile de le démonter et d'ajouter (ou de retirer) les tours secondaires pour obtenir la tension correcte. Mon prototype de transformateur utilisait 5 + 5 tours pour le primaire, et j'ai utilisé 3 brins de fil de bobinage de 0,8 mm torsadés. Il y a beaucoup d'espace dans le noyau recommandé, il serait donc facile d'utiliser 5 brins au lieu de moins.

Notez que dans la figure ci-dessus (Fig. 9), les conducteurs lourds montrés présentent un courant important et doivent être dimensionnés en conséquence. Je ne recommande pas l'utilisation de traces de PCB, car le courant impliqué est simplement trop élevé. Étant donné que la densité de courant suggérée pour les pistes de circuit imprimé est de 4,0A pour une piste de 100 '' (0.1 "ou 2.54 mm), pour 30A vous avez besoin d'une piste de 0,75" (19 mm) de largeur! Ceci est difficile à adapter à n'importe quelle carte imprimée.

J'ai également éliminé le relais, mais au prix d'un petit courant lorsque l'unité ne fonctionne pas. Le SG3525 est équipé d'une broche d'arrêt à cet effet. Un signal provenant de l’ampli micro distant activera Q1 et supprimera le signal d’arrêt du contrôleur. Il se comporte exactement de la même manière que si de l'énergie venait juste d'être appliquée, et l'unité fonctionnera complètement en environ 2 secondes ou moins. La vidange actuelle lorsqu'elle est désactivée sera d'environ 1 à 2 mA - beaucoup moins que l'horloge de la voiture. La décharge de batterie ne se produira pas à cause de ce très petit courant, qui peut être ignoré comme insignifiant. N'hésitez pas à utiliser le relais si vous préférez, connecté comme le montre la figure 1.


Construction

Je recommande d'utiliser un noyau de ferrite EDT39. Ils sont faciles à enrouler et peuvent produire environ 350W. Gardez à l'esprit que cela représente un courant de batterie considérable à pleine puissance, de l'ordre de 30 à 35 ampères! Des enroulements de transformateur lourds et des câbles d'alimentation sont essentiels, et le filtre d'entrée doit pouvoir supporter ce courant sans saturer le cœur.

Le premier pour ces noyaux est plutôt grand et vous pouvez décider de couper complètement les sections de montage. Rappelez-vous que le transformateur doit être monté d'une manière ou d'une autre, alors je suggère que vous ayez un plan. A ce stade, j'ai seulement expérimenté et je n'ai pas de plan.

Tous les commentaires précédents de Sergio s'appliquent à cette version, alors assurez-vous de bien lire son matériel. Je ne propose pas de reprendre les mêmes instructions puisque Sergio a déjà fait un excellent travail.


Test de prototype

J'ai effectué quelques tests initiaux, mais je n'ai pas encore connecté les condensateurs de pont et de sortie. Avec ce qui devait être 12 + 12 tours sur le secondaire, j'ai obtenu une forme d'onde convenablement propre avec un certain dépassement avec le secondaire déchargé. La tension de sortie était d'environ 38V crête, donc j'ai évidemment eu un tour de plus que ce que je pensais (la tension d'entrée était de 14V DC). Je ne saurais trop insister sur le fait que le processus de bobinage est essentiel au succès de votre transformateur, et vous devriez vous attendre à quelques tentatives avant que vous ne le trouviez exactement. Le petit nombre de tours nécessaires rend cela beaucoup plus facile que ce ne serait le cas autrement.

Au cours de mes tests, mon alimentation et ma charge sont devenues très chaudes, mais les MOSFET (j'ai utilisé des IRF540) sont restés frais, même s'ils étaient montés sur un dissipateur thermique assez petit posé sur mon établi. Cela indique que les exigences de dissipation thermique sont facilement réalisables, mais cela ne signifie pas que vous pouvez être laxiste avec le montage. Mon transformateur est également resté froid, aucun signe de noyau ou d'enroulement ne devenant encore plus chaud. Cela doit être considéré comme un objectif de conception. Même le plomb que je portais à ma charge devenait chaud, donc la puissance était vraiment réelle!

Vous aurez besoin d'un oscilloscope (ou du moins d'un accès à un oscilloscope) ou le projet sera beaucoup plus difficile à construire et à tester. Une telle conception repose sur des mesures minutieuses et sur un soin particulier pour s’assurer qu’elle fonctionnera comme prévu. Essayer ceci sans un oscilloscope n'est pas recommandé.


Notez s'il vous plaît:

Ce projet a déjà créé beaucoup plus de questions par courrier électronique que ce que je souhaitais ou attendais. Pour tous ceux qui envisagent de faire cette offre ... vous êtes essentiellement seul . Je ne peux pas (et ne vais pas ) être entraîné dans de longs échanges de courrier électronique si vous ne pouvez pas faire fonctionner le ravitaillement.

Que cela fonctionne si construit comme décrit est certain, que vous serez en mesure d'atteindre les mêmes résultats n'est pas. Si vous ne possédez pas (ou du moins avez accès à) un oscilloscope, ne pensez même pas à essayer de fournir l’alimentation, car il ne sera pas possible de s’assurer que le cycle de fonctionnement du contrôleur est exactement de 50%, ou que il n'y a pas de dépassement grave ni de sonnerie à la sortie.

Merci de ne pas m'envoyer d'e-mails demandant de l'aide. Je vais simplement vous référer à ce paragraphe - je ne peux pas diagnostiquer vos problèmes par courrier, et ne sera même pas essayer. Il appartient entièrement au constructeur de déterminer ses capacités avant de commencer.

La construction de toute source de commutation comporte des difficultés, des risques (y compris, mais sans s'y limiter, l'électrocution!) Et des problèmes à résoudre. Ils ne sont pas simples (malgré les apparences) ou faciles, et il y a beaucoup de choses qui peuvent mal tourner. Si vous n'êtes pas sûr à 100% que vous comprenez les problèmes, faites-vous plaisir et construisez quelque chose à la place.


 

 

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30 juillet 2018

Quick multimeter checker

 

schematic

Quick multimeter tester

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01 mai 2018

Multimeter DOM line réf 130236

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Multimeter DOM line réf 130236

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08 janvier 2018

48 V à partir d'une tension de 1,5 V

SOURCEhttps://www.sonelec-musique.com/electronique_realisations_alims_phantom.html

48 V à partir d'une tension de 1,5 V

J'ai retrouvé dans une "vieille" revue, un schéma basé sur un LT1073, lequel permet de délivrer une tension de +90 V à partir d'une tension de 1,5 V. Voici le schéma en question, où j'ai ajusté la valeur de deux résistances pour que la sortie ne délivre non pas du +90 V, mais du +48 V :

Conv CC 1,5V vers 48V
https://cds.linear.com/docs/en/datasheet/1073fa.pdf


Sur le schéma d'origine, R2 valait 10 MO et R3 vallait 24 kO, pour une sortie de +90V. Le rapport de ces deux résistances détermine la tension de sortie selon la formule suivante :
VOut = 0,212 * ((R2 / R3) + 1)
J'ai donc donné à R2 la valeur de 680 kO, et à R3 la valeur de 3 kO, pour obtenir une tension de sortie de +48 V. Bien entendu, d'autres valeurs pour R2 et R3 peuvent convenir, du moment que le rapport entre les deux reste le même. Ne reste plus qu'à trouver un LT1073 et à tester...

 

 

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15 décembre 2017

BC639 & BC640 from Aliexpress, fake or not?

BC639 & BC640 from Aliexpress, fake or not?

bc2

2

 

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02 décembre 2017

DIY wattmeter with an Arduino

DIY wattmeter with an Arduino

Measures 21 parameters related to voltage, current and power. Suitable for AC and DC.

Last Modification: May 21, 2014

Arduino Wattmeter prototypeFig. 1: Prototype of the Arduino wattmeter.

It is difficult or sometimes even impossible to measure power and energy with ordinary multimeters. To carry out such a measurement reliable and accurate, a special wattmeter is required. Because these meters are very expensive, a cheaper solution is presented here as a DIY wattmeter based on a Arduino Nano board.

Parameters

This wattmeter measures the real power, apparent power, reactive power, phase and energy. Beside that, the wattmeter measures also the mean, RMS, standard deviation, maximum, minimum and frequency of both the voltage and current. And it can measure the area of the voltage (flux) and current (charge) and keeps track of the measure time. Depending on the used display two or four parameter can be read simultaneous.

As an ideally instrument should do; it makes no distinction between AC or DC. It all boils down by choosing the right parameter which all are mathematically justified calculated. The bandwidth is approximately 1.8 kHz for the voltage, current, real and apparent power. The bandwidth for reactive power and phase is limited to 50~60 Hz mains frequencies.

Accuracy

Considering that an Arduino isn't the most accurate board, still a reasonable measurement instrument can be made with it. When the prescribed components are used and after calibration an accuracy of 0.2 % over a temperature range of 10 °C can be achieved.

Code

The Arduino code for this wattmeter is available as a text file: arduino-wattmeter-code-v1.0.

Important!
Read the safety instructions below.

Circuit

To keep the circuit and construction as simple as possible, one sacrifice had to be made: The meter has fixed ranges for the voltage and current inputs. On the other hand, only a single amplifier is used, this to keep the burden voltage of the current measurement as low as possible.

Arduino Wattmeter circuitFig. 2: Circuit diagram of the Arduino wattmeter. The voltage and current range can be customized by changing R1 and R3. In this example the range is ±50 V, ±5 A.

General description

The voltage is measured between the "COM" and "V" terminal. A voltage divider R1 and R2 reduces this voltage so it can be measured with the analog input A4 of the Arduino. The diodes D1, D2 protect the Arduino against overvoltages. The current to be measured flows from the "A" terminal through the fuse F1 and the shunt resistor R3 to the "COM" terminal. The current through R3 causes a voltage drop across it that is proportional to the current. Because this voltage is very small (±50 mV full range) it is amplified by IC1 with R4,5 before providing it to a analog input A5. The diodes D3,4 protect the electronics against voltage spikes.

In order to make it possible to measure positive as well as negative voltages, the "COM" voltage must lie at half the reference voltage. The used internal Arduino reference voltage is 1.1 V, so the "COM" voltage must be approximately 0.55 V. The impedance of this voltage must be reasonably low compared to R2. Because the Arduino reference voltage can handle only small loads, the half reference voltage is derived from the 5 V power supply with the voltage divider R6 & R7. This voltage may vary over time but will not influence the accuracy because it is also measured (input A6) and used in the calculations.

The measured parameters can be read from the 16*2 (or 16*4) character LCD-module that is connected by a 4 bit databus and 3 control signals to the Arduino. These parameters are selected by the four switches S1...4. The LED D7 is a overflow indicator and will light up if the voltage or current input is overloaded and the measurement isn't accurate anymore. The wattmeter is powered by a 9 VDC adapter connected to the Arduino VIN and GND. The current draw is approximately 75 mA.


Voltage & current range

Analog input section of the wattmeterFig. 3: The analog input section of the wattmeter. Partial build underneath the Arduino board.

The voltage and current ranges are fixed and therefore the input circuitries must be adapted to the application wherein the wattmeter is used. When choosing a range, anticipate to higher peak values rather than the nominal value. For instance: when the wattmeter is used for a 12 V PV-system, the battery voltage can reach over 14 V and the open terminal voltage of a PV-panel could be high as 18 V. For the current values this could become much worse due to inrush currents. Keep in mind that the selected range concerns peak values. The peak value of a 100 Veff sinusoidal alternating voltage will be √2 higher: 141 V.

Voltage input attenuator

The voltage input attenuator is determined by the resistors R1 and R2. This resistor network will divide the input voltage so that the Arduino measures half reference voltage, 0.55 V, at maximum range. The resistor R2 has a fixed value of 10 kΩ, and the range is set by R1 and is calculated as:
calculate voltage input resistors[Ω].
If for instance a 50 V range is required, R1 must be 899 kΩ. Because this value isn't a standard value, the closest higher E12 value is 1 MΩ. The value for R1 is may never be chosen lower than 10 kΩ to retain the overvoltage protection. Therefore the lowest possible range is ±1.1 V.

Current range

The current range is determined by the resistive value of the shunt R3, the amplification and the analog input sensitivity. Because the Arduino input sensitivity is fixed at ±0.55 V and the amplification is also fixed at 10 times, the voltage drop across R3 at full range is ±55 mV. So the range is set by the value of R3 and can be calculated as:
calculate shunt resistor[Ω]
If a 5 A range is required, R3 must be 0.011 Ω, and is rounded to 0.01 Ω.

Shunt resistor properties

Vishay-Dale shunt resistorFig. 4: The advised Vishay-Dale shunt resistor.

The shunt resistor is a critical component and needs some special attention. The resistive value of resistors are subject to temperature changes. Not only by the ambient temperature, but also by self heating. To reduce the self heating of the shunt resistor, the allowable power dissipation must be quite overdimensioned. The specified power dissipation must be approximately 10 times higher than the real maximum dissipation. In the given circuit the shunt resistor dissipates 5 A · 50 mV = 0.25 W, so a 3 W type is suitable. If the shunt resistor has a temperature coefficient of 50 ppm/°C than a tolerance of 0.1% is feasible within a 20 °C temperature range. This is including the self heating of the shunt resistor and the temperature rise within the instrument casing. If a shunt resistor is used with a higher temperature coefficient it will become dominant. The initial tolerance is of less importance: this is compensated by the calibration.

The burden voltage across the shunt is chosen very small (50 mV max.), therefore the resolution is 50 μV at a four digit display. The consequence of this is that thermoelectric voltages at junctions with different metals become noticeable if there are temperature differences between both terminals. These temperature differences can easily occur due to different power dissipations of components surrounding the shunt. Even small differences in the solder joints on the shunt resistor can cause temperature differences. Most resistors generate significant thermoelectric voltages and are useless in this application. The advised resistor for the shunt is the VISHAY-DALE - WSL3637R0100FEA who has excellent properties.

Amplifier

The LTC1050 is a special rail-to-rail opamp with a low input offset voltage (5 μV) and a low input bias current (10 pA). Don't replace the opamp with any other type with unknown or worse specification.

Components analog section

All the resistors used in the analog section, R1, 2 and 4...7, are 0.25 W metal film types with a tolerance of 1 % and a temperature coefficient of 100 ppm/°C or better. The protection diodes D1...6 must have a very low reverse leakage current. However the specified 1N4184 isn't the most suitable type, it normally performs well. There is a fairly large spread in the reverse leakage current, therefore it is advisable to measure this leakage current. To do so, connect the diode in reverse direction in a series circuit with a voltmeter (Ri=10MΩ) and a 9 V battery. The voltage measured may not exceed 100 mV, what corresponds to 10 nA leakage current.


Build

The wattmeter prototype shown in this article is build as a single PCB-unit to avoid external wirering to connectors. Only the fixed mounted riser board for the four push button switches is a kind of exception. It can be build on a Perfboard 80*100 mm large and is straight forward. Only the following needs special attention:

connecting the shuntFig. 5: Connections to the shunt.

The current is measured by a four point measurement to the shunt resistor R3. The resistor has four terminals for that reason: I+ & I- wherethrough the current flows, and S+ & S- whereof the burden voltage is sensed. this is shown in the photo beside. Observe the star point connection in the circuit diagram at the sense terminal S- on the "COM" side. All the connections to this artificial "null" may only be made at this point to avoid measurement errors. The last thing is the distinction between the digital ground used for the switches and display, and the analog ground used for the analog input circuit. Don't connect these two grounds together, the Arduino has an internal connection between these two grounds.

After soldering clean the circuit board and also the Arduino Nano board thoroughly with Isopropyl alcohol. This to eliminate leak currents due to the flux residue.

Table 1 shows the part list for the wattmeter. Note that the values for R1 and R3 depends on the desired voltage and current range. The carbon film resistors may be replaced by metal film resistors, but don't replace the metal film resistors by carbon film types.

wattmeter layout and connectionsFig. 6: Layout and connection. Bigger version.


Calibrating

To let the software know for what voltage and current range the hardware is build, a conversion factor for both inputs ranges must be specified. The conversion factor for the voltage range is calculated by:
calculate voltage conversion factor
and the conversion factor for the current range is:
calculate current conversion factor
With the component values in the given circuit shown in figure 2, the conversion factor for the voltage range will be 1 MΩ + 10 kΩ / 10 kΩ = 101, and for the current range it is 1 kΩ / (10 mΩ · 10 kΩ) = 10. Both number must be filled in the code under "Calibration & Hardware Data" as shown in the code section below. Also the used display type is specified here.

 

/*********** Calibration & Hardware Data ***********/
float Vdiv = 101.0; // Voltage conversion factor
float Cdiv = 10.0; // Current conversion factor
const byte LCDlines = 2; // LCD: Number of lines
const byte LCDwidth = 16; // LCD: Number of character per line
/***************************************************/
Code 1: This piece of code at the top of the sketch contains the calibration values and the used display size.

The meter will now measure with a basic tolerance of ±10 %. This poor accuracy is mainly due to the tolerance of the internal reference voltage of the Arduino. But this can be improved to ±0.2 % by calibrating and adjusting the wattmeter.

Adjusting

To calibrate the wattmeter, a reliable multimeter and a stable adjustable power supply is needed. Be sure that the code with the raw conversion factors as calculated above is uploaded to the Arduino. Power up the wattmeter, power supply and multimeter and let them warm up for 30 minutes. Connect the power supply to the wattmeters voltage input and connect the multimeter in parallel at the wattmeter terminals. Set the voltage of the power supply at a value near the higher end of the voltage range and read the value on the multimeter Vref and wattmeter Vread. The new voltage conversion factor is calculated as:
adjust voltage conversion factor
Replace the Vdiv value in the code with this number.

Next the current range is calibrated and adjusted. Set the power supply in current limiting mode, first at 0 A. Connect the power supply, multimeter (current range) and wattmeter in series. Use the wattmeters current input. Set the power supply current at a value near the end of the wattmeters current range and read the multimeter Iref and wattmeter Iread. The new current conversion factor is calculated as:
adjust current voltage conversion factor.
Replace the Cdiv value in the code with this number.

Disconnect the wattmeter and upload the modified code. After this adjustment, calibrate the voltage and current range again to confirm the accuracy. Now the wattmeter will read voltage and current values with a much greater accuracy. Because the internal voltage reference and other components still changes with temperature, the accuracy will be 0.2 % within a 10 °C temperature range.

Calibrating voltage rangeFig. 7: Calibrating the voltage range.Calibrating current rangeFig. 8: Calibrating the current range.


Safety

Never use this wattmeter to measure on the mains grid or high voltage sources!

Input terminalsFig. 9: Input terminals with safety banana sockets.

However it is strongly discouraged to use this wattmeter directly on mains voltages, it is unavoidable that people will still do so, I want to give some instructions to limit the risks:

  • First of all: don't use an external adapter. The low-voltage power cord isn't suitable insulated to handle mains voltages. Also the bare metal connector can easily be touched and is therefore a serious safety risk. Build the power supply with the wattmeter inside a plastic enclosure, or use batteries.
  • Use push-buttons with a long plastic shaft, so the touchable parts are at least at 6 mm distance from the conductive parts.
  • Place the display behind an acrylic plate glued to the inside of the plastic enclosure.
  • The resistor R1 can't withstand mains voltages. Replace R1 by two resistors in series with a equal resistive value who have the same total resistance as calculated.
  • And finally use safety banana sockets for all three inputs terminals.

 


Usage

connecting diagram wattmeterFig. 10: Circuit diagram of the wattmeter connected to a power source and load.

The circuit diagram in figure 10 shows how the wattmeter is connected to a voltage source and the load. Figure 11 shows the same connection in a real life situation. Connect the voltage terminal to the point whereof the power must me measured, eg. voltage source or load, to eliminate measurement errors due to voltage drops across wires.

The polarity of the connections has a influence on the measurement results. If the voltage and current have the same polarity, the measured power is positive. If the polarities are opposite, the measured power is negative.

using the wattmeterFig. 11: Connecting the wattmeter to a power source and load.

Control buttons

Each display line holds one parameter. The parameters are freely selectable with the use of the control buttons. With the left button the line is selected, the display shows "....." at the parameter name placeholder. Now the parameter can be selected with the second button (parameter down) and third button (parameter up). Some parameters are resettable, see table 2. This reset function has a little protection to avoid accidentally resetting the values. To reset the parameters: hold down the fourth button (reset) and press the first button (line select).

Measuring

The wattmeter is suitable for measurements on DC as well as AC systems. The real power and energy are always correctly measured without setting the instrument for a specific source. The same goes for measuring voltage and current and the selected parameter determines which property of the voltage or current is measured.

  • The mean values measures the average value and is mainly used for DC-applications
  • The sdev values measures the RMS value over the AC only portion. It is used for measuring on AC voltage sources and can also be used for measuring noise and ripple levels on DC systems.
  • The RMS values measures the RMS-value over the total signal (AC+DC). It is used for impulse shaped AC & DC applications.

 

overload indicationFig. 12: Overloading the voltage input with the corresponding indicators.

kWh & Ah

The wattmeter measures the energy in the SI-unit: Joules (J), or Watt*seconds (Ws). To get the energy in kWh, the read energy in joules must be divided by 3600000 (3.6*10^6). Something similar is happening with the charge measurement. It is measured in the SI-unit Coulomb (C), or Ampere*seconds (As). To convert this in the common used Ampere*hour (Ah), divide the reading by 3600.

Voltage and current input overload

If a voltage or current is out of range the overload indication D7 will light up. At the same time an indicator "^" at the affected parameter is shown between the value and unit. The measured values are unreliable if there is an overload indication.


Measured parameters

The wattmeter samples each input, the voltage on A4 (Vadc), current on A5 (Iadc) and null on A6 (Nadc), with 4808 samples per second. The null-value is subtracted from the measured voltage and current so the ADC-values can become positive as well as negative. The averaging of the input signals is done over Ns = 3200 samples and the time constant is 0.67 seconds. The conversion from the raw ADC-values to the real voltage and current values is done with a scale factor: For voltages this is Vscale = ADCsense * Vdiv, and for current Cscale = ADCsense * Cdiv. ADCsense is the ADC sensitivity: 1.1 V / 1024.

Table 2: The measured parameters and used methods
Parameter Symbol Unit Measuring method Note
Mean voltage Vmean V calculating mean voltage  
RMS voltage VRMS V calculating rms voltage  
Standard deviation voltage Vsdev V calculating standard deviation voltage  
Maximum voltage Vmax V The highest instantaneous voltage sampled Resettable
Minimum voltage Vmin V The lowest instantaneous voltage sampled Resettable
Flux Φ Vs calculating flux Resettable
Voltage frequency f (V) Hz calculating voltage frequency  
Mean current Imean A calculating mean current  
RMS current IRMS A calculating rms current  
Standard deviation current Isdev A calculating standard deviation current  
Maximum current Imax A The highest instantaneous current sampled Resettable
Minimum current Imin A The lowest instantaneous current sampled Resettable
Charge Q C calculating charge Resettable
Current frequency f (I) Hz calculating current frequency  
Real power Preal W calculating real power  
Apparent power S VA calculating apperent power Only valid for sinusoidal waveforms
Reactive power Q var calculating reactive power Only valid for sinusoidal waveforms
Maximum power Pmax W The highest instantaneous power sampled Resettable
Minimum power Pmin W The lowest instantaneous power sampled Resettable
Energy E J calculating energy Resettable
Phase φ ° calculating phase Only valid for sinusoidal waveforms
Time t s Counter with pre-scaler running with the ADC-interrupt routine. Resettable

Software

Download the Arduino wattmeter code here: arduino-wattmeter-code-v1.0.

ADC & multiplexer

The driving part of the program is the ADC-interrupt routine. The ADC-interrupt routine is called by the Analog to Digital Converter each time a conversion is finished and the results are available. To get a high bandwidth, the sample frequency is chosen as high as possible. Considering the amount of calculations that is performed by the interrupt routine, the sample frequency is set at 19231 Hz. This is not feasible with the standard Arduino analogRead function. Therefore the ADC is configured in free running mode. This ensures also that there is enough processing time left for the main program.

Multiplexer

The ADC measures three inputs: the input voltage, the current and the null-reference. Because the Arduino processor has only one ADC and can only perform one conversion at a time, the inputs must be sampled in sequence. The selection of the inputs is done by the multiplexer set in the ADMUX register. Every time the ADC is ready and the interrupt routine is called, the next channel is selected. Note that when the ADC-interrupt routine is called the next conversion already is started. So, the new selected channel will only be handled at the next following conversion. The result of that conversion stands ready the interrupt after that. This implies that the ADC-result is that of two interrupt later than the MUX is set.

Timing diagram ADC interruptsFig. 13: ADC interrupt timing diagram. It shows the delay between writing the multiplexer and the conversion ready for that channel. Eg.: the interrupt routine that select analog input A7, processes the current (A5).

Program and data flow

The ADC interrupt routine does the first processing of the measured voltage and current. It calculates the square values for the RMS calculation and the product of the voltage and current for the power calculation. All these results and the voltage and current values are added a fixed number of times to obtain a first averaging. Beside this, the waveform period is detected and the number of periods and period time is counted for the frequency measurement. Also the button debouncing controlled by this interrupt routine. Altogether a quite large task considering the routine is called 19 thousand times per second. Therefore the tasks are divided over four interrupt calls.

All these results are transferred to the main program. Here a secondary averaging takes place. This secondary averaging is done with an array to get a more flowing presentation of the measured parameters. Four times per second all the parameters are calculated as floating point numbers from the averaged and directly from the ADC obtained values and put in the result array. Simultaneously the values are corrected for the sensitivity and calibration data. From these final results the presented values are picked to be displayed.

data flow in the program

Posté par th4002 à 13:03 - Commentaires [0] - Permalien [#]